發布日期：2022-04-17 點擊率：107 品牌：DOW
50%以上占空比脈寬調制 (PWM) 降壓轉換器的電流模式控制 (CMC)可能會進入次諧波振蕩。Lloyd HDixon 在《參考文獻 1》中對此做了詳細的論述。Dixon表示，這種解決方案給電流檢測信號增加一個斜率，其等于輸出電感電流的下斜率。需將該額外電壓加入要求計算過程中，以便選擇正確的電流檢測電阻器。
輸出電感占空比大于 50% 的推挽式轉換器、相移全橋轉換器或者任何正向轉換器，都是一些需要這種補償的拓撲結構。但是，為了方便演示，本文選擇的拓撲是一種人們相對不熟悉的拓撲結構：三開關正向轉換器。請參見圖 1 所示電源部分基本原理圖。盡管這種拓撲的專利權歸 TI 所有，但電路中使用 TI 控制 IC 時都可以使用。
圖 1 三開關正向拓撲
這種拓撲擁有許多優點，特別是輸入電壓范圍為手機電池的 36 到 72 V 時。拓撲的最大占空比為 67%，從而將設計限定在 67% 最小輸入電壓時的最大占空比。與此同時，關閉時主開關的電壓被限定為電源軌輸入電壓。這就意味著，低壓FET會與其相應低 RDS(on)電阻一起使用。這種拓撲還提供了一種恢復電源變壓器和主側漏電感中磁能的方法，從而不再需要高損耗的緩沖器。
圖 2 VIN(min)和VIN(max) 的最大負載輸出電感紋波
這種轉換器設計在許多其他方面都與降壓拓撲結構一樣，但是占空比必須限定在67%，以避免出現變壓器飽和。通過選擇一個具有編程最大占空比的控制IC(例如：UCC2807-1等)，可以實現這種限制(見《參考文獻 2》)。由于這種控制器具有要求的占空比限制功能，因此它是這種應用的首選。所以，本文使用了這種控制器，利用其各種特性進行分析。
下面的分析均假設有一個 100W、3.3V 輸出的理論開關電源。該電源流過輸出電感的最大峰值到峰值紋波電流等于 30A 最大輸出 DC 負載電流的 10%，而輸入電壓范圍為 36V 到 78V 之間。另外，我們還假設 0.5V 正向壓降 Vfd 的同步整流器用于輸出。第一步是確定變壓器的匝數比。最小輸入電壓時，占空比處在最大極限 (67%)。利用下列方程式可計算出變壓器輸出端需要的電壓。
如果假設變壓器一次繞組電壓為 36V，則匝數比 (Np) 為 6.147，因此會使用 6匝的一次繞組。一次繞組被分成兩部分，每部分 3 匝(參見圖 1)。標準方法是，把二次繞組夾在兩個分拆開的一次繞組之間，Q3 也放置在它們兩個之間。輸入為 78V 時，變壓器輸出電壓為 12.3V，從而得到約 31% 的最小占空比 Dmin。因此，最大“關閉”時間等于
其中，fsw 為 200kHz 的計劃開關頻率。達到 10% 理想峰值到峰值紋波電流的最小輸出電感(圖 1 所示 L1)為：
通過計算得到，方程式 2 中輸出電感為 4.33 μH。為了設計方便，我們使用 4.5 μH。使用該值以后，可以計算得到輸出電感的下降電流 Ids為：
通過計算得到，電感的下降電流 (Ids) 為 0.844 A/μs。
同時還得到，最大輸入電壓時輸出電感的峰值電流為：
由于最大峰值到峰值紋波電流被定義為 10% 輸出電流，該電流經過平衡后得到額定 DC 輸出。所得峰值電流為 31.884 A。
最小輸入電壓時，確定 LOUT 的差動電壓是可能的。由此，我們可以知道輸出電感的變化速率為 0.489 A/μs。知道占空比和頻率后，便可以計算出輸出電感中電流增加的時間，從而能夠確定這些狀態下的紋波電流大小。最后，我們可以知道最小輸入電壓下的峰值電流為 31.122 A。具體波形顯示在圖 2 中。這些值幾乎都相等，但如果增加下降電流，它們便會變化—以一種令人吃驚的方式。為了獲得最大輸入電壓必須給峰值電流增加的下降電流為：
為了獲得最小輸入電壓而必須給峰值電流增加的下降電流為：
選作控制器的IC擁有1.0V的典型電流自動切斷電平，但容差值在0.9到1.1V之間。要確保所有單元都能提供要求的功率，需使用下限，并設定Rs值，以便讓5.658A時它的電壓為0.9V最小值的95%。這樣便可實現5%的瞬態安全余量，并將Rs設定在0.15Ω。當然，會有5W左右的功率損耗，其最有可能由一個電流變壓器產生。使用一個100：1的變壓器時，Rs可能會增加至15Ω。后面內容，我們假設使用這樣一個變壓器。
圖 3 二次電流加有效下降電流
實際上，下降電流(Ids)既沒有流過電流變壓器，也沒有流過電源變壓器，但卻需要考慮其影響，它會影響電阻器Rs的電壓。因此，需在電阻器Rs和IC的電流檢測引腳之間增加一個電阻器Rdspri。在IC的電流檢測引腳處，電流斜波被注入到電路中。這種電流斜波的存在，讓IC電流檢測引腳和電阻器Rs之間電阻器Rdspri中形成的等變電壓(ramp voltage)，等于Ids轉變為一次電流在電阻器Rs中形成的電壓。我們假設，一個等效下降電流正流經電阻器Rs，從而同時考慮到電源變壓器和電流變壓器繞組比。這種情況下，為了計算簡單，我們將電阻器Rdspri設定為1kΩ，其遠大于電阻器Rs。
接下來，計算Rdspri要求的dv/dt：
由該結果，我們可以計算得到1kΩ電阻器需要的電流斜波：
最大“開”時間的這種電流帶來70.7 μA的峰值電流。
使用一個可編程、最大占空比 PWM 控制器(例如：UCC2807)時，通過將兩個計時電阻器設定為相同值來將最大占空比設定為67%相對更加簡單，如產品說明書所示。另外，這種組件的規格額定，計時電容器的谷值電壓和峰值電壓分別等于1/3VCC 和 2/3VCC。這樣便得到一個 1/3VCC 的電壓斜波幅值。知道這一點以后，我們現在便可以對電路進行設計，讓它產生一個可注入到電流檢測電路中的斜波電流，以向電流信號提供下降電流。
圖 4 顯示了用于產生期望電流的一個電路。該電路基于 UCC2807-1 控制 IC，VDD 設定為 11V。“三角”斜波的谷值電壓和峰值電壓為 3.667V 最小值和 7.33V 最大值，并且最小值到最大值的時間等于最大“開”時間。在該電路中，R3 等于 2 倍 R4。這樣便讓 Q6 基極的電壓等于 1/3VCC，其為“三角”電壓的谷值。由于“三角”引腳的電壓在谷值到峰值(2/3VCC)之間擺動，R2 的電壓便在 0 到 1/3VCC 之間線性變化。給 R2 選擇一個值，讓其獲得 70.7 μA 的電流和 3.667 V 的 (51.8 kΩ) 電壓，然后使用 Q5/R1 和 Q7/R6 構建起統一電流反射鏡。這樣，設計人員便可以生成電流檢測信號，將所需電流加至電流檢測信號，并擁有正確的形態和 1Kω 電阻計時。
圖 4 用于生成預期 Rdspri 電流的電路
結論
三開關正向轉換器在能量回收方面擁有許多獨到之處，它可以將磁能和一次側漏能量返回至源，無需使用緩沖器，降低了普通正向轉換器中常見的電磁干擾。相比占空比大于50%的雙開關正向拓撲結構，它同樣具有許多優勢。本文為您介紹了一個計算舉例。在確定電流檢測電阻器值，以及了解降壓轉換器50%以上占空比穩定工作所需下降電流的影響時，這種計算都是必需的。文章還介紹了增加轉換器下降電流的一種方法。
參考文獻
如欲了解本文更多詳情，敬請訪問www.ti.com/lit/litnumber(用TI文檔編號替換“litnumber”)下載Acrobat? Reader?文件，獲取下列相關資料。
文檔名稱 TI文檔編號
1、《開關式電源的電流模式控制》，作者：Lloyd H Dixon，發表于1985年《TI電源設計研討(SEM400)》 SLUP075
2、《可編程最大占空比PWM控制器》，《UCC1807-x/2807-x/3807-x產品說明書》 SLUS163
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