發布日期：2022-04-17 點擊率：77
【導讀】本設計實例分析了幾個有缺陷的電路設計，其中包括一個引起嚴重“工程設計災難”的D類開關音頻功率放大器。這一業余級的D類放大器設計中既沒有負反饋，也沒有輸出濾波，竟然發表在美國最流行的電子愛好者雜志上。鑒于放大器電路本身輸入和輸出端外部連接的必要性，缺乏隔離措施可能引起嚴重安全問題。
撇開危險性不說，電路設計還有好壞之分，一個電路可能是好的設計，也可能是垃圾。無論專業還是愛好者類雜志，都存在一定數量的劣質電路設計。也許你認為出版行業的專業人員應該在某種程度上扮演質量把控的角色，以確保只有高質量的電路設計才能發表。然而問題在于，很多真正優秀的工程師都在公司里忙于設計，這跟其它諸多行業一樣。
涉足危險區
讓我們來看一個最令人難忘的電子工程設計災難。令我震驚的是，它竟然于1996年發布在最受歡迎的電子愛好者雜志上，發表這個電路設計是不負責任的。除此之外，還有一些不那么嚴重但仍很重要的問題。
這個電路用于D類開關音頻功率放大器，這一技術不僅早在1975年就已經被詳細地介紹過了（就在這些非常流行的電子愛好者雜志上），而且索尼在這一時期制造出了第一個商用開關音頻功率放大器。當時，索尼研發出了因垂直J-FET型結構而得名的V-FET器件。作為FET，這些器件輕松地實現了與高質量音頻相匹配的250kHz開關頻率的高速需求（這意味著采樣速率比理想的上限頻率高一個數量級）。廣義D類放大器的基本拓撲類似于Sigma-Delta調制器:
圖1：一個正確設計的D類開關音頻功率放大器的基本拓撲結構。
需要注意的是，這個廣義拓撲的設計都是正確的。調制器包含在一個封閉的反饋環路內，以確保忠實還原輸入信號。輸出濾波器在反饋回路外部，極大地簡化了穩定性問題，實際上還可以支持更大的帶寬。這個基本拓撲圖省略了很多細節。比如，功率器件的門極驅動（包括索尼的原始V-FET）帶來了一些需要級聯跟隨器等電路的挑戰。
D類開關設計所獨有的一個難點在于，它們依賴于輸出級中未使用能量的再循環來實現其效率。當從單個輸出級為負載提供直流電壓驅動時，就會產生問題。我們可以利用圖2中的基本電路來解釋。圖2所示電路基于一個假設，那就是我們試圖生成一個負輸出電壓。它還包括一些實際電路中不會出現的器件，像D3和D4。增加這兩個二極管的目的是為了強調一個事實，即多數供電電源具有很好的拉電流特性，但灌電流卻很糟糕。
圖2：這一電路顯示單端D類只能用于沒有直流分量的交流信號。
上面圖2所示電路描述下面的MOSFET Q2導通，向負載提供必要的電流以產生負輸出。任何一個中間輸出電壓就決定了小于100%（或大于0%）的占空比，因此如底部的示意圖所示，最終Q2關斷，Q1導通。在這些條件下，受輸出濾波器內電感作用的影響，電流持續流向同一個方向，其唯一通道是從Q2源極，通過D1反激式二極管，到Q2漏極，然后進入正電源。這樣的電流方向會引起正電源電壓每個周期都上升一點，直到高到足以損害電路器件。
這個電路不可能暴露在直流輸入端，也不能形成一個可以作為靜態直流輸出出現的偏移 。在這種情況下，輸出濾波器的再生能量將會提高軌道上與負載供電相反的電源電壓（例如，負載端正直流電平將會對負電源軌起到推動作用）。索尼通過交流耦合輸入來處理這個問題，內置一個能夠關閉放大器的“電壓升高檢測器”。一個更巧妙的解決辦法是將開關放大器設置成全橋，以便可以回收能量。
一個嚴重的工程設計災難
現在我們已經大致描述了一個設計合理的D類放大器的基本原理，接下來就讓我們通過兩張原理圖（圖3中的放大器和圖4中的電源設計）來看看所謂的“工程設計災難”。顯而易見，這一業余級的D類放大器設計中既沒有負反饋，也沒有輸出濾波。這是一個開關頻率為50kHz的開環架構。是的，它是可行的，但絕對達不到高保真級別。
圖3：這是脈寬調制器最簡單的實現方式。它是一個開環回路，而且沒有輸出濾波器，這是一個很粗糙的設計。
放大器沒有輸出濾波也能工作，畢竟揚聲器不能對50kHz做出響應。濾波可改善這一電路可能產生的嚴重失真問題。更糟糕的后果是來自較長的揚聲器引線的RFI（射頻干擾）問題，揚聲器引線會攜帶具有大量強大諧波的50kHz開關波形。這很有可能會打擾到你的鄰居。
脈寬調制器由最基本的比較器組成，其中一側輸入端為三角波形，另一側輸入端為所需的模擬信號。鑒于50kHz的低開關頻率，將比較器輸出耦合到功率器件的電路只能盡可能的簡單。
對于輸出器件，更是沒有任何電流限制或其它保護。揚聲器引線短路肯定會導致災難性的后果。更不用說可能引起的其它風險了，比如輸出器件的短路和高電流有可能引起火災。
如果這還不算是糟糕透頂的、幾乎不值得花費金錢或時間去設計的電路，那么這項工程設計的最大災難非電源設計莫屬。請注意，這位作者是從老式管類設備入手的，例如5管無變壓器式無線電設計，其內部電路是直接連接到交流電端的。然而，那個時候，制造商在這方面也非常老道，你不會看見任何類型的外部連接器孔，而且任何客戶可能觸碰到或抓住的也都經過細致的絕緣處理。因此，我對于直連交流電源的設備操作并不陌生，它可以處理得很好，但很容易被忽視。
圖4：請勿設計這樣的供電電路。如果一定要這樣做，必須通過隔離變壓器將其連接至交流電源。
再次強調，這一放大器的電源直接連接到交流電只是一個基本問題。由于放大器電路本身輸入和輸出端外部連接的必要性，缺乏隔離措施可能引起更加危險的后果。當交流電源接通時，用戶可能會接觸到連接線。
一些讀者可能會觀察到示意圖中交流電線兩側都沒有明顯的“直接”連接，例如輸入插孔或揚聲器連接。那么就讓我對此來說明一下，當您使用交流電源線時，會面對以下兩種場景之一：1）無絕緣；2）絕緣（使用某種類型的變壓器完全隔離交流電線路）。在場景2中，絕不可能通過放大器上的任何連接，經由交流線路產生電流，進而絕對確保操作人員的電氣安全。這里描述的放大器并沒有這種隔離。雖然可以通過整流器、濾波器帽、TRIAC和一些電阻器來建立交流線路的電流路徑，但一旦接觸到人，仍然極具風險。交流電源線是我們通常接觸到的最危險的電能源。當人們接觸到交流電連接時，絕緣是絕對有必要的，這是毋庸置疑的。
這會延伸到交流線路安全問題，包括交流電源線的極性，確保低端總是與地面位于同側。然而所有這些問題在任何設計合理的電路中都是應該避免的，采取的措施就是使用電源變壓器。前面討論的這種放大器只需簡單地包含一個常用的隔離變壓器，至少能確保安全（但不一定很好）。
作為后話，值得一提的是，該雜志在后續期刊中發表了一些聲明，指出這個電路設計欠缺隔離的問題。然而，對新手們來說，一開始便嘗試這樣的設計，著實是可怕的。
除了以上的問題，其實這個電源設計在某些方面還算巧妙，它使用TRIAC交流線路相位控制作為51V電源的一個高效“粗調”穩壓器。但是，當你了解到相位控制調節會產生相當大的RFI，并且有悖于現代電源設計時，它就顯得沒那么巧妙了。現代電源設計側重功率因數校正，引入了電流波形圖的波形和相位，并盡可能地使其與電壓波形圖（參見相位控制調光器）保持一致。簡而言之，電源中的電流會沿著交流電正弦波的電壓波形圖，在多處以短脈沖形式流動。光譜上會顯得很凌亂。顯然，這只是其中一個較小的問題。
不合格問題
上世紀80年代，一家著名的政府科研機構主辦的雜志發表了一篇設計筆記，是關于如何通過運算放大器電路實現更高帶寬的。其中只包含一個簡單的、非常通用的原理圖（圖5）。
圖5：該電路被視為增加運算放大器電路帶寬的可行方法。實際上，這可能是運算放大器最不穩定的結構之一。
對運算放大器和反饋理論有基本了解的人都會很容易意識到，假設運算放大器的開環增益顯著高于反饋電阻的比率，則信號增益僅能按照反饋電阻的比率來進行設置。當開環增益下降到等于或小于基于反饋電阻設置的值時，此時的頻率就決定了帶寬。除非選擇不同的運算放大器，否則無法改善開環增益中增益與頻率的關系。
簡單的檢測表明，我們正在本是單極系統的反饋路徑中放置一個極點，這種情況只會使系統更趨于不穩。
這種電容可能的唯一影響是瞬態響應過沖加劇，并大幅提高高頻噪聲（可能作者注意到高頻噪聲的增加，并由此推斷出更高的帶寬）。在某些情況下，還會發生直接振蕩。
偽科學
大約在1996年中期，某電子愛好者雜志上刊登了一篇關于魔術燈的文章，聲稱通過簡單地應用普通的臺燈調光器電路，可以大大提高白熾燈的效率。實際上，這種電路更加糟糕，因為它是半波。
作者聲稱，使用30V燈泡而不是100V燈泡，其電壓和電流只是后者的三分之一，因此可以節省90％的電能。
馬上就有人開始好奇，比如如何對光輸出進行比較（使用光度計測量是顯而易見的，但很容易出現測量誤差），并指出30V燈泡并沒有比110V燈泡的溫度更低。但是，這里的關鍵性錯誤在于126o延遲半波相位控制中，平均值和有效值RMS之間存在3:1的巨大差異。
這種設計之所以會大行其道，是因為作者采用的是非常基本、便宜的儀器來測量電壓和電流，而且測量的是非線性波形。更令人驚訝的是，該設計方法還被授予了專利（美國專利 5463307）。
為嘗試了解這類電路的測量方法，該作者對全波TRIAC調光器電路進行了一些測量，如圖6所示。該電路與魔術燈電路的不同之處在于，魔術燈為半波，而這一電路為全波，但它能夠說明測量中的問題。
圖6：TRIAC調光器電路。
隨著調光器兩端交流電壓在每個周期的增加，電容器開始充電。當達到約30V時，DIAC會斷掉并傳導，將電壓降到足夠低來讓電容器放電，從而觸發TRIAC。由于這是交流半導體，因此每半個周期重復一次。
在圖7中，我們能夠看到一張照片，里邊有用于測量臺燈負載兩端電壓的示波器，并聯一個普通的平均值交流電壓表。示波器測量功能被設置為測量周期有效值電壓。圖7顯示了電流測量的結果（通過一個2Ω電阻器）。如果用這一電表來計算功率，則可以得出結論：負載在32.7V時消耗33mA電流，功耗為1.08W。而實際上，它是在55V時消耗了56mA電流，功耗為3.08W。
圖7：示波器設置為測量負載電壓，并聯一個傳統的平均值交流電表。請注意，示波器測量功能可捕獲的實際有效值為55V，而電表卻顯示為32V。
圖8：圖7中的設置是通過2Ω電阻器測量電流。同樣，平均測量結果是不準確的，其讀數偏低。
作者：Jerry Steele，安森美半導體
本文轉載自電子技術設計。
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