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【導讀】本文介紹的基于運放的電流檢測電路并不新鮮，它的應用已有些時日，但關于電路本身的討論卻比較少。在相關應用中它被非正式地命名為“電流驅動”電路，所以我們也沿用這一名稱。我們先來探究其基本概念。它是一個運算放大器及MOSFET電流源(注意，也可以使用雙極晶體管，但是基極電流會導致1%左右的誤差)。圖1A顯示了一個基本的運算放大器電流源電路。把它垂直翻轉，就可以做高側電流檢測（如圖1B所示），在圖1C中重新繪制，顯示我們將如何使用分流電壓作為輸入電壓，圖1D是最終的電路。

圖1：從基本運算放大器電流源轉換為具有電流輸出的高側電流檢測放大器。

圖2顯示了電路電源電壓低于運算放大器的額定電源電壓。在電壓-電流轉換中添加一個負載電阻，記住您現在有一個高阻抗輸出，如果您想要最簡單的方案，這樣可能就行了。

基本電路

圖2顯示了基本實現高側電流檢測的完整電路。需要考慮的細節有：

●  運放必須是軌對軌輸入，或者有一個包括正供電軌的共模電壓范圍。零漂移運算放大器可實現最小偏移量。但請記住，即使使用零漂移軌對軌運放，在較高的共模范圍內運行通常不利于實現最低偏移。

●  MOSFET漏極處的輸出節點由于正電壓的擺動而受到限制，其幅度小于分流電源軌或小于共模電壓。采用一個增益緩沖器可以降低該節點處的電壓擺幅要求。

●  該電路不具備在完全短路時低邊檢測或電流檢測所需的0V共模電壓能力。在圖2所示的電路中，最大共模電壓等于運算放大器的最大額定電源電壓。

●  該電路是單向的，只能測量一個方向的電流。

●  增益精度是RIN和RGAIN公差的直接函數。很高的增益精度是可能獲得的。

●  共模抑制比(CMRR)一般由放大器的共模抑制能力決定。MOSFET也對CMRR有影響，漏電的或其它劣質的MOSFET可降低CMRR。

圖2：最簡單的方法是使用電源電壓額定值以內的運算放大器。圖中配置的增益為50。增益通過RGAIN/RIN設定。

性能優化

一個完全緩沖的輸出總是比圖2的高阻抗輸出要通用得多，它在緩沖器中提供了較小的增益2，可降低第一級和MOSFET的動態范圍要求。

在圖3中，我們還添加了支持雙向電流檢測的電路。這里的概念是使用一個電流源電路(還記得圖1A吧？)以及一個輸入電阻(RIN2)，它在U1非逆變輸入端等于RIN(這時為RIN1)。然后這個電阻器產生一個抵消輸出的壓降，以適應必要的雙向輸出擺動。從REF引腳到整個電路輸出的增益基于RGAIN/ROS的關系，這樣就可以配置REF輸入來提供單位增益，而不用考慮通過RGAIN/RIN所設置的增益(只要RIN1和RIN2的值相同)，就像傳統的差分放大器參考輸入一樣工作：

VREFOUT=VREF*(RGAIN/ROS)*ABUFFER

(其中ABUFFER是緩沖增益)

注意，在所有后續電路中，雙向電路是可選的，對于單向電路工作可以省略。

圖3：這一版本增加了緩沖輸出和雙向檢測能力。它提供了一個參考輸入，即使在RIN1和RIN2值確定了不同增益設置的情況下，它也總是在單位增益下工作。

在共模高電壓下使用

通過浮動電路并使用具有足夠額定電壓的MOSFET，電流驅動電路幾乎可在任何共模電壓下使用，電路工作電壓高達數百伏的應用已經非常常見和流行。電路能達到的額定電壓是由所使用的MOSFET的額定電壓決定的。

浮動電路包括在放大器兩端增加齊納二極管Z1，并為它提供接地的偏置電流源。齊納偏壓可像電阻一樣簡單，但是我喜歡電流鏡技術，因為它提高了電路承受負載電壓變化的能力。這樣做時，我們已創建了一個運放的電源“窗口”，在負載電壓下浮動。

另一個二極管D1出現在高壓版本中。這個二極管是必要的，因為一個接地的短路電路最初在負載處會把非逆變輸入拉至足夠負(與放大器負供電軌相比)，這將損壞放大器。二極管可以限制這種情況以保護放大器。

圖4：高壓電路“浮動”運放，其齊納電源處于負載電壓軌。

該電路其它鮮為人知的應用

我不確定是否還有人使用電流檢測MOSFET。幾年前的一些實驗室研究表明，一旦校準，MOSFET電流檢測是非常精確和線性的，盡管它們具有約400ppm的溫度系數，我對這樣的結果很滿意。但是，最佳的電路結構迫使檢測電極在與MOSFET的源電壓相同的電壓下工作，同時輸出部分電流。圖5顯示了如何使用電流驅動電路來實現MOSFET檢測FET電路。

圖5：MOSFET檢測FET電路。

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