【導(dǎo)讀】典型DPD應(yīng)用模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)中集成的緩沖器和放大器通常是斬波型。有關(guān)這種斬波實現(xiàn)的例子，可參見AD7124-8 和AD7779數(shù)據(jù)手冊。需要這種斬波技術(shù)來最大程度地降低放大器的失調(diào)和閃爍噪聲(1/f )，因為與其他工藝(如雙極性工藝)相比，CMOS晶體管噪聲高，難以匹配。通過斬波，放大器的1/f和失調(diào)轉(zhuǎn)換到較高頻率，如圖1所示。
典型DPD應(yīng)用
典型DPD應(yīng)用模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)中集成的緩沖器和放大器通常是斬波型。有關(guān)這種斬波實現(xiàn)的例子，可參見AD7124-8 和AD7779數(shù)據(jù)手冊。需要這種斬波技術(shù)來最大程度地降低放大器的失調(diào)和閃爍噪聲(1/f )，因為與其他工藝(如雙極性工藝)相比，CMOS晶體管噪聲高，難以匹配。通過斬波，放大器的1/f和失調(diào)轉(zhuǎn)換到較高頻率，如圖1所示。
圖1. 閃爍噪聲(1/f )與斬波
在斬波轉(zhuǎn)換過程中，開關(guān)的電荷注入會引起電流尖峰，進(jìn)而使施加于ADC輸入端的電壓產(chǎn)生方向不定(流入和/或流出)的下降或尖峰。壓降與連接到ADC輸入段的傳感器的輸出阻抗成比例。
平均電流值
一般而言，數(shù)據(jù)手冊不會提供電流峰值，因為它難以測量，而且不會增加任何有意義的信息。該信息之所以無意義，是因為緩沖器的斬波頻率高于ADC的輸入信號帶寬。因此，輸入引腳上添加的低通濾波器(用來消除高于奈奎斯特頻率的頻率或信號音，或用來降低耦合噪聲)會對峰值電流進(jìn)行平均，如圖2所示。
圖2. 輸入電流與時間的關(guān)系
用電流表測量輸入電流，一端連接到VDD/2，另一端連接到ADC的模擬輸入引腳。
如果電流表連接到其中一個電壓軌，由于輸入電壓裕量的關(guān)系，測得的電流可能高于數(shù)據(jù)手冊中的規(guī)格值。
輸入電流與輸入阻抗的關(guān)系
輸入阻抗規(guī)格對精確計算直流誤差沒有幫助，因為與ADC內(nèi)部輸入阻抗引起的負(fù)載效應(yīng)相比，輸入偏置電流是最主要的貢獻(xiàn)因素。
有兩個規(guī)格與輸入偏置電流相關(guān)：絕對電流和差分電流。絕對值(IABSOLUTE)是在任意模擬輸入引腳測得的輸入電流。差分輸入電流(IDIFFERENTIAL)是在模擬輸入引腳對之間測得的電流差。這僅適用于差分輸入ADC。
如何計算直流誤差
輸入電流產(chǎn)生一個失調(diào)電壓(VOFFSET)，后者與連接到輸入引腳的阻抗直接相關(guān)。
如圖3所示，產(chǎn)生的失調(diào)電壓一般為：
圖3. 漏電流引起的壓降
如果用運算放大器等低阻抗源驅(qū)動模擬輸入引腳，誤差將不很明顯。
ADC測得的誤差取決于施加的輸入信號類型，例如是真差分輸入信號還是偽差分/單端輸入信號。
對于真差分輸入信號，假設(shè)輸入電阻(R)完全匹配，那么ADC測得的誤差將是由模擬輸入引腳對之間的差分輸入電流引起，如下式所示：
其中，VADC為ADC輸入電壓。
圖4. 差分輸入ADC
如果電阻不是完全匹配，則在差分輸入電流貢獻(xiàn)之外，電阻不匹配也會產(chǎn)生一個誤差。
一般而言，假設(shè)電阻容差為1%，那么最差情況下的失調(diào)電壓定義如下：
對于偽差分/單端輸入信號，有兩種情況：
● 一個模擬輸入連接到低阻抗源(參見圖5)。誤差定義為：
圖5. 偽差分/單端ADC
● 兩個輸入均連接到高阻抗源(參見圖6)。誤差與使用真差分信號的情況相同。
圖6. 偽差分ADC
交流誤差
交流分量與輸入阻抗規(guī)格直接相關(guān)。輸入阻抗可以是阻性或容性。若輸入阻抗為容性，則給定頻率下的阻抗計算如下：
其中：
Zc為輸入阻抗。
CIN為數(shù)據(jù)手冊給出的輸入電容。
fIN為輸入頻率。
舉個例子，假設(shè)有8 pF電容和1 kHz輸入帶寬，則最小輸入阻抗約為20 MΩ。
誤差最小化
為使低通濾波器中電阻不匹配引起的誤差最小，最好使用小電阻和大電容，因為電阻產(chǎn)生的失調(diào)和約翰遜噪聲較低。
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