【導讀】近幾十年來，服務器和計算系統(tǒng)的復雜性隨著供電 (PD) 需求的增加而不斷增長。穩(wěn)壓器的設計也變得更具挑戰(zhàn)性，它需要在更高效率與快速動態(tài)響應之間，以及在更低功耗與MOSFET 尺寸之間進行權衡。
服務器電源需具有大電流、低電壓和快速瞬態(tài)響應，這意味著，相比其他應用，服務器電源必須在更高的頻率下工作。為了滿足這些需求，并聯(lián)運行多個降壓變換器（即多相降壓變換器）以驅動公共負載至關重要。多相降壓變換器常用于服務器和電信行業(yè)，可以滿足其高功率要求。
多相降壓變換器的優(yōu)勢
一個系統(tǒng)的基頻實際上為原頻率乘以所用的相數(shù)。這使變換器可以在極高的頻率下工作，也意味著變換器能夠以更小的組件尺寸和更少的輸出電容來滿足更高的電流要求。
降壓變換器必須具有快速瞬態(tài)響應，也就是說，它必須能夠將能量從輸入快速傳輸至輸出。對單相設計而言，它需要一個小型電感，但由此又會產生無用的大電流紋波。而采用并聯(lián)變換器來驅動負載（并且每個分支都以相等的相移工作），穩(wěn)態(tài)電壓紋波以及輸入和輸出 RMS 電流都會降低，而且需要的輸入和輸出電容也更小。
這種電流紋波的有效消除使應用更小的電感成為可能，同時也減少了瞬態(tài)電壓尖峰。其原因就在于倍頻效應，即，若有N 個分支，則紋波幅度將降低N倍 ，頻率增大N倍。例如，一個 4 相應用產生的總電感電流紋波 (IOUT = IO1 + IO2 + IO3 + IO4) 將小四倍，而紋波頻率則是單個相位的四倍（見圖 1）。
圖1: 總輸出電流紋波
多相變換器還能提高變換器的散熱效率。通過在多個相位之間分配電流，功耗也被分擔。這最大限度地減少了每個分支上的熱應力，從而減小了散熱器尺寸，并使整個解決方案性價比更高。
多相降壓變換器的挑戰(zhàn)
多相變換器是提供超快響應時間和高功率水平的關鍵。但在服務器電源等某些應用中，系統(tǒng)所需的電力變化很大。例如，當輸出電流為 100A時，需要所有相位來提供電流，但當電流降至 10A時，那么由于附加功率開關中存在開關損耗，過多的相位將會降低效率。
采用數(shù)字控制器
數(shù)字控制器可以通過自適應切相和相位控制等方法，根據負載電流的變化改變相位操作，從而進一步提高效率?；谶@些策略，設計人員可以在整個負載電流范圍內獲得所需的目標效率。
圖2: 切相
設計規(guī)格
表 1 為電源軌的通用需求。其中，輸入電壓(VIN)為12V，這是大多數(shù)應用的通用值。輸出電流(ITDC)為220A，輸出電壓(VOUT)為 1.8V，這是服務器應用中電壓軌的通用值。
表1: 電源軌規(guī)格
驅動器和 MOSFET 的選擇
在大多數(shù)多相變換器中，每相峰值電流限制都為40A 左右。然而，行業(yè)的不斷創(chuàng)新導致解決方案現(xiàn)在能夠處理的峰值電流也明顯提高，例如，MP86957 等器件可提供高達 70A 的連續(xù)電流。這種設計規(guī)則還取決于其他參數(shù)，例如空間限制和散熱器的使用及其散熱特性。
采用多相變換器解決方案
本文以每支路約 40A的保守電流分布目標和7 相設計為例，來說明多相變換器的優(yōu)勢。 該設計將最大電流保持在足夠低的水平，使熱耗散和功率損耗更加易于管理。
選定的開關頻率(fSW)為500kHz。由于倍頻效應，7 相設計可以提供的總輸出紋波頻率為3.5MHz。
我們選擇可配置為最多 7 相操作的MP2965作為數(shù)字控制器。該控制器采用脈寬調制控制，根據輸入和輸出電壓，它可以隨時間實時調整PWM。為了完善該多相穩(wěn)壓器解決方案，該設計還采用了MP86945A，這是一款能夠實現(xiàn)高達 60A 連續(xù)輸出電流的單片半橋IC。
圖 3：交錯式降壓變換器功能框圖)
選擇輸出電感
輸出電感是一個重要參數(shù)，因為電感電流中過大的紋波會導致速度與效率問題。每相最大電流紋波(ΔIL) 必須在最大相電流的20%至40%之間。在本例中，我們選擇了30%的電流紋波，而且目標效率(η)設置為90%。
電感(L)可以通過公式(1)估算出來：
其中D為占空比，通過公式(2)計算得出：
輸入應用的實際值之后，估算出電感(L)為220nH，如公式(3)所示：
選擇輸出電容
為確保電感電流的連續(xù)工作，通常選擇降壓變換器的最小電容來限制輸出電壓紋波。該紋波通常限制為平均輸出電壓的1%。根據系統(tǒng)規(guī)格，電壓紋波設置為18mV。輸出電容 (COUT) 可以通過公式(4)和公式(5)來計算：
在確定輸出電容時，需要考慮變換器中電流突變引起的電壓變化限制。換言之，需要計算輸出電容以將輸出電壓保持在其過壓(VOVER)和欠壓 (VUNDER)閾值范圍之內。VUNDER可以用公式(6)估算：
其中LEQ 為等效電感（對7相設計而言，為L / 7），DMAX為最大占空比。公式(6)中的COUT可以通過公式(7)來計算：
VOVER可以通過公式(8)估算：
公式(8)中的COUT可以通過公式(9)計算：
選擇上述公式結果中的最大值，從而滿足所有的操作要求。
確定輸出電容之后，再來計算電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR)，ESR用于限制變換器在穩(wěn)態(tài)下工作時的輸出電壓紋波。輸出電壓紋波可通過公式(10)估算：
其中ESR可以通過公式(11)和公式(12)來計算：
請注意，我們所需的 ESR 值相當小。要在不減小電容值或尺寸的情況下獲得如此小的 ESR 值，需并聯(lián)幾個小型電容器。 這樣，在電容值相加的情況下，降低了ESR值。
選擇輸入電容
輸入電容為變換器提供低阻抗電壓源并過濾輸入電流紋波。此外，在設計中增加相位會降低總輸入 RMS 電流，并將自熱效應降至最低。圖 4 顯示了根據相數(shù)和變換器占空比得到的標化電流值。
圖 4：標化 RMS 電流與占空比和相數(shù)之間的函數(shù)關系
根據應用的規(guī)格，通常選擇降壓變換器的輸入電容來限制輸入電壓紋波。在本應用中，ΔVIN的值為240mV，輸入電容(CIN)可通過公式(13)和公式(14)估算：
結論
由于服務器系統(tǒng)對性能的要求較高，為滿足其瞬態(tài)響應要求，同時還能夠承受大電流，大多數(shù)服務器和計算系統(tǒng)設計中都會用到多相降壓變換器。MPS的MP2965雙通道多相控制器能夠以最小的輸出電容提供出色的設計靈活性和快速瞬態(tài)響應，而功率級集成了驅動器和 MOSFET的MP86945A則可以確保系統(tǒng)保持高效率與高性能。
來源：芯源系統(tǒng)
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