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0    引言

    交流穩(wěn)壓技術(shù)的發(fā)展一直倍受廣大用戶和生產(chǎn)廠商的關(guān)注，其原因在于我國市場上現(xiàn)有的各種交流電力穩(wěn)壓產(chǎn)品，在技術(shù)性能上都有不盡人意之處。

    在我國應(yīng)用較早，且用戶最廣的交流電力穩(wěn)壓電源當(dāng)屬柱式（或盤式）交流穩(wěn)壓器，雖然這種穩(wěn)壓電源有很多優(yōu)點，但由于它是用機(jī)械傳動結(jié)構(gòu)驅(qū)動碳刷（或滾輪）以調(diào)節(jié)自耦變壓器抽頭位置的方法進(jìn)行穩(wěn)壓，所以存在工作壽命短，可靠性差，動態(tài)響應(yīng)速度慢等難以克服的缺陷。

    近年來不少生產(chǎn)廠家針對柱式交流電力穩(wěn)壓器所存在的缺點，紛紛推出無觸點補償式交流穩(wěn)壓器，大有取代柱式穩(wěn)壓器之勢。這種電源實質(zhì)上仍然是采用自耦方式進(jìn)行調(diào)壓，所不同的只是通過控制若干個晶閘管的通斷，改變自耦變壓器多個固定抽頭的組合方式，來代替通過機(jī)械傳動驅(qū)動碳刷改變自耦變壓器抽頭位置的一種調(diào)壓方法。這種方法固然提高了穩(wěn)壓電源的可靠性和動態(tài)響應(yīng)速度，但卻失去了一個重要的調(diào)節(jié)特性??平滑性，即調(diào)節(jié)是有級的，其必然結(jié)果是穩(wěn)壓精度低（一般只有3％～5％），并且在調(diào)節(jié)過程中，當(dāng)負(fù)載電流很大時會沖擊電網(wǎng)并產(chǎn)生低頻次諧波分量，對負(fù)載也會產(chǎn)生沖擊；另外采用這種方法所用變壓器較多（一相至少需二臺，即一臺自耦變壓器，一臺補償變壓器），這就增加了電源的自重和空載損耗。

    伴隨著全控開關(guān)器件的容量和性能以及模塊化程度的提高，集成控制電路功能的不斷完善，吉林市長城科技有限責(zé)任公司憑借自己的科技實力，率先研制出采用PWM技術(shù)，通過全控開關(guān)器件IGBT，對交流進(jìn)行斬波控制的新型補償式交流穩(wěn)壓電源??JJY－ZK/BW系列斬控補償式交流穩(wěn)壓電源。為我國交流穩(wěn)壓技術(shù)的創(chuàng)新和滿足市場對高性能交流穩(wěn)壓電源的需求開創(chuàng)了新局面，下面對PWM交流斬控技術(shù)在該種交流穩(wěn)壓電源中的應(yīng)用原理及性能做一簡要介紹。

1    PWM交流斬控調(diào)壓原理

    圖1（a）所示，假定電路中各部分都是理想狀態(tài)。開關(guān)S₁為斬波開關(guān)，S₂為考慮負(fù)載電感續(xù)流的開關(guān)，二者均為全控開關(guān)器件與二極管串聯(lián)組成的單相開關(guān)[見圖1（b）]。S₁及S₂不允許同時導(dǎo)通，通常二者在開關(guān)時序上互補。定義輸入電源電壓u的周期T與開關(guān)周期T_s之比為電路工作載波比K_c，（K_c=T/T_s）。圖1（c）表示主電路在穩(wěn)態(tài)運行時的輸出電壓波形。顯然輸出電壓u_o為：

    u_o=E(t)u=（1）

式中：E（t）為開關(guān)函數(shù)，其波形示于圖1（c），函數(shù)由式（2）定義。

（c）工作波形

（b）單相全控開關(guān)等值電路

（a）主電路拓?fù)?/span>

圖1    PWM單相交流斬控調(diào)壓原理

    E(t)=（2）

在圖1（a）電路條件下，則

    u_o=E（t）Usinωt（3）

E（t）函數(shù)經(jīng)傅立葉級數(shù)展開，可得

    E(t)=D＋cos(nω_st－θ_n)（4）

式中：D=，ω_s=，θ_n=；

      D為S₁的占空比；

      t_on1為一個開關(guān)周期中S₁的導(dǎo)通時間。

將式（4）代入式（3）可得

    u_o=DUsinωt＋{sin[(nω_s＋ω)t－θ_n]－sin[(nω_s－ω)t－θ_n]}（5）

式（5）表明，u_o含有基波及各次諧波。諧波頻率在開關(guān)頻率及其整數(shù)倍兩側(cè)±ω處分布，開關(guān)頻率越高，諧波與基波距離越遠(yuǎn)，越容易濾掉。

    在經(jīng)LC濾波后，則有

    U_o=DU（6）

    把輸出電壓基波幅值與輸入電壓基波幅值之比定義為調(diào)壓電壓增益，即

    A_v==D（7）

    由此可見電壓增益等于占空比D，因此改變占空比就可以達(dá)到調(diào)壓的目的。

2    控制方案設(shè)計與工作原理

    一般情況下，PWM交流斬控調(diào)壓器的控制方式與主電路模型、電路結(jié)構(gòu)及相數(shù)有關(guān)。

    若采用互補控制，斬波開關(guān)和續(xù)流開關(guān)在換流過程中會出現(xiàn)短路，產(chǎn)生瞬時沖擊電流；如設(shè)置換相死區(qū)時間，又可能造成換相死區(qū)時間內(nèi)二個開關(guān)都不導(dǎo)通使負(fù)載開路，在有電感存在的情況下，會產(chǎn)生瞬時電壓沖擊。本方案采用有電壓、電流相位檢測的非互補控制方式，如圖2所示。對相數(shù)而言本方案采用三相四線制，即用三個單相電路，組合成三相電源，這樣可以避免相間干擾，保持各相電壓輸出穩(wěn)定。

圖2    PWM斬控補償式穩(wěn)壓電源主電路結(jié)構(gòu)

    由圖2可見，V₁，V_D1與V₂，V_D2構(gòu)成雙向斬波開關(guān)，V_f1，V_Df2與V_f2，V_Df1構(gòu)成雙向續(xù)流開關(guān)；Lof及C_of分別為濾波電感、電容；u₁為補償變壓器初級繞組兩端電壓，u₂為向主電路補償?shù)碾妷骸１痉桨覆捎昧擞须妷骸㈦娏飨辔粰z測的非互補控制方式。圖3為在R_L負(fù)載下，這種非互補的斬波開關(guān)和續(xù)流開關(guān)門極驅(qū)動信號的時序配合及一個電源周期中輸出電壓的理想波形。

圖3    帶電流檢測的非互補控制時序

    由圖3可見根據(jù)負(fù)載電壓電流相位，一個電源工作周期可分為4個區(qū)間，一周期內(nèi)各開關(guān)門極驅(qū)動狀態(tài)如表1所列。

表1    IGBT門極驅(qū)動狀態(tài)表

表中“1” 在該區(qū)間內(nèi)柵極施加驅(qū)動信號

    “0” 柵極驅(qū)動信號封鎖

     uG 斬波開關(guān)和續(xù)流開關(guān)柵極PWM驅(qū)動信號

    上述工作狀態(tài)，可用邏輯表達(dá)式表示為：

    為保證電源滿足負(fù)載特性的要求及運行可靠性,本方案采用了圖4所示的控制電路結(jié)構(gòu)。

圖4    穩(wěn)壓電源控制電路結(jié)構(gòu)

3    補償穩(wěn)壓原理及控制

    圖5示出補償穩(wěn)壓電路。

圖5    補償穩(wěn)壓原理圖

    圖5中電網(wǎng)電壓u，補償電壓u_c，輸出電壓u_o均為工頻。當(dāng)u與u_c相位差φ=0°時，u_o=u＋u_c；當(dāng)φ=180°時，u_o=u－u_c。因此，當(dāng)電網(wǎng)電壓u變化時調(diào)節(jié)u_c的大小以及與u的相對極性即可保證u_o的恒定。

    u與u_c相對極性變換的控制如圖6所示。其輸出u_Q接雙向晶閘管的過零觸發(fā)電路。采樣信號取自u_o經(jīng)整流濾波后的輸出。電位器R_p用于調(diào)節(jié)輸入信號的門檻電壓，其傳輸特性如圖6（b）所示。

(a)相對極性變換控制電路

(b)傳輸特性

圖6    u_i與u_c相對極性變換控制電路

4    結(jié)語

    PWM交流斬控技術(shù)用于交流穩(wěn)壓，顯著地提高了交流穩(wěn)壓電源的技術(shù)性能，其主要特點是：

    1）可采用全固態(tài)器件，真正做到了無觸點、無抽頭，因而可靠性高、工作壽命長；

    2）平滑調(diào)節(jié)，輸出無級差，對電網(wǎng)及用戶無沖擊，不產(chǎn)生低頻次諧波干擾；

    3）輸出精度高，實際精度可達(dá)到±0.5％，即便在正補償與負(fù)補償變換瞬間，輸出電壓波動也不超過額定電壓的1％；

    4）動態(tài)響應(yīng)速度快，可達(dá)ms級；

    5）負(fù)載無選擇性，對感性負(fù)載、阻性負(fù)載、容性負(fù)載都適用；

    6）每相只需一臺變壓器，因而重量輕，自身功耗少。