發布日期：2022-07-14 點擊率：40
VCO結構
----有多種可行的振蕩器結構都可用于構建一個實用的射頻VCO,其中一種已經在許多商品化VCO模塊和不計其數的分立VCO電路中得到了成功應用,這就是Colpitts共集電極電路(圖1)。該結構可用于很寬的工作頻率范圍,從中頻直到射頻。
圖1:基本Colpitts振蕩器
---- 靈活、廉價、并具有足夠高性能的VCO可基于一個由廉價的表貼電感和變容二極管組成的電感-電容(LC)諧振槽路組成。振蕩器槽路是一個并聯諧振電路,控制著振蕩頻率,電感或電容的任何變化都會改變振蕩頻率。電感和壓變電容能夠以并聯或串聯模式的網絡形式實現可變諧振。并聯模式網絡(圖2)可用于較低頻率,因為大值壓變電容難以實現而電感可以做得比較大。并聯模式配置還使于對振蕩器做直觀地分析。
圖2:Colpitts結構用于VCO
--- 對于Colpitts振蕩器可以采用一種簡化的、精確性稍差的方法來加以分析,并得到一組更清晰、更直觀的設計方程,有助于一階振蕩器的設計。首先,Colpitts振蕩器可重畫為一個帶有正反饋的LC放大器(圖3)。這個視點易于計算環路增益、振蕩幅度和相位噪聲。為了描述啟動過程和振蕩頻率,最初的電路也可重畫為一個負阻加諧振器結構(圖4)。從上述兩個視點得到的一系列方程聯合起來構成一組Colpitts振蕩器的設計方程(Meyer 1998)。
圖3:LC放大器模型
圖4:映像放大器模型
Colpitts振蕩器的基本設計方程
---- 在圖2中,不考慮分布參數,并假定CC>>C1和C2,并有C1>Cπ(Cπ為三極管基-射結電容)。振蕩頻率可按下式計算:
----f0=1/(2π√(L*CT)), CT=CV+C12...........................(1)
----CV=(CVAR*C0)/(CVAR+C0), C12=(C1*C2)/(C1+C2)
----諧振電路的品質因數(QT)可按下式計算:
----QV≌1/(2π*CV*RS*F0), RQC=QV2*RS..........................(2)
----QT≌REQ/(2π*L*F0), REQ=RQL‖RQC
----振蕩幅度可按下式估算:
---- V0=2*IQ*REQ*(J1(β)/J0(β)), V0=IQ*REQ*1.4.............(3)
----環路增益和起振條件按下式計算:
----環路增益=gm*REQ*1/n, 當n=(C1+C2)/C2.......................(4)
----起振條件:
---- gm/((2π*C1*f0)(2π*C2*f0))>>(REQ/QT2)....................(5)
----距離中心頻率一定頻偏(fm)處Colpitts振蕩器的相位噪聲(PN)可按下式計算:
---- PN=in2*(1/V02)*[f0/(2Q0)]2*(REQ2/fm).....................(6)
---- 上述公式中:Co=壓變電容耦合電容:CT=總諧振電容；CVAR=壓變電容；fm=以Hz為單位的相位噪聲頻偏；fo=振蕩頻率；gm=雙極晶體管跨導；in=集電結散粒噪聲；IQ=振蕩晶體管偏流；QL=電感Q；QT=諧振電路Q；QV=等效壓變電容Q；REQ=諧振電路等效并聯電阻；RS=壓變電容串聯電阻； VO=諧振電壓均方根值。
來源:MAXIM北京辦事處
免調節VCO的設計考慮
---- 免調節VCO從概念上講非常簡單。只要振蕩器具有足夠寬裕的調諧范圍來消除所有的誤差源(如元件容差)所引起的頻率偏移,振蕩頻率的調整就可以省去。初看起來,這項任務非常簡單明了,只需提供足夠的調諧范圍來覆蓋所有的誤差源即可。然而,對于一個給定的調諧電壓范圍,有限的可變電容限制了頻率調諧范圍,而且,VCO的電性能要求往往進一步將調諧范圍限制在更窄的區間內。另外,過大的調諧范圍還會給振蕩器帶來一些負面影響。很寬的調諧范圍要求壓變電容至槽路間有很重的容性耦合,這會嚴重降低諧振電路的品質因數Q。所帶來的結果便是更大的相位噪聲、對調諧線噪聲更為敏感、壓變電容兩端過大的電壓擺幅、潛在的啟動問題等,并給環路濾波器設計帶來很大的困難。
---- 較寬的調諧范圍可通過兩個容易理解的途徑增大振蕩器的相位噪聲:降低諧振電路Q值和調諧線噪聲的影響。要獲得更寬的調諧范圍,壓變電容必須通過一個更大的電容耦合到諧振電路。這會降低CV(等效可變電容)的Q值,如方程(2)所示。CV的Q值降低同時使諧振電路凈Q值也降低,因而導致相位噪聲增加,如方程(6)所示。致使相位噪聲增加的第二個因素是調諧輸入端的熱噪聲,它會產生頻率調制的邊帶噪聲。該項噪聲隨著調諧范圍而增加,并有可能超過振蕩器的固有相位噪聲。由熱噪聲引起的相位噪聲可由下式計算:
PN=201og[√2*KV*Vn/(2*fm)],
Kv=VCO增益(Hz/V),Vn=噪聲密度(V/√(Hz).........................(7)
---- 顯然,兩種情況的相位噪聲都隨著調諧范圍的增加而增大。因此要便免調節VCO保持較低的相位噪聲,至關重要的是設定一個恰當的調諧范圍,保證帶寬要求并能容納各種可預見的誤差源。由于壓變電容耦合的加重,更多的諧振電壓擺幅會出現在壓變電容兩端,而壓變電容電壓的擺幅必須加以限制以防壓變電容被正向偏置。這就限制了諧振電路中的信號功率,因而也就影響到振蕩器的相位噪聲。最后,當諧振電路的等效串聯電阻過大時還會帶來起振問題(參見基本方程)。頻率調諧范圍過寬的VCO可能無法正常起振,尤其是在極限溫度下。那么,要實現恰當的調諧范圍,首先碰到的問題就是確定恰當的調諧范圍。
影響振蕩率的誤差源
- --- 為了適應影響振蕩頻率的各種誤差源,免調節VCO的頻率調諧范圍必須增加。這些誤差源可分為兩類:元件參數誤差和設計對準誤差。設定振蕩頻率的LC元件當然是非理想的,它們會帶來以下問題:
?元件之間的差異(容差)；
?不理想的性能(由于電感、電容以及引線串聯電阻等造成有限的頻率響應)；
?電路布線中的分布電容和電感造成的誤差。
---- 附表列出了振蕩器中頻率設定元件的典型容差。另一方面,設計過程中在對準VCO調諧范圍時的不確定因素還會導致設計對準誤差。設計對準作為一個振蕩頻率建立中的誤差來源常常被忽視。為了充分利用現有的頻率調諧范圍,調諧邊界必須相對于預期的振蕩頻率相對稱。在建立這個中心點時的任何誤差,主要是由元件模型的初始值或平均值的不精確性而引起,都會降低可用的調諧范圍。為了在各種溫度、電源電壓、元件容差等條件下保證振蕩頻率,調諧范圍必須足夠寬,以便容納該誤差?？梢岳谜袷庮l率公式計算出總的頻率誤差,只需對其中的每項元素乘以一個比例因子即可。
附表振蕩器中頻率設定元件的典型容差
元件容差
壓變電容±15%于VTUNE=
±10%于VTUNE=
電感±5%
電容±5%
分布電容±10%
分布電感±6%
振蕩元件阻抗±15%
頻率偏移和調諧范圍
---- 頻率調諧范圍可通過改變調諧電壓獲得,從VTUNE(LOW)到VTUNE(HIGH),具有高、低頻率邊界(fHIGH和flow)和一個位于fHIGH和fLOW中點的“中心”頻率(fcenter)(圖5)。理想情況下,調諧范圍應安排在使fCENTER恰好位于期望頻率的位置(圖5a)。然而,元件誤差和設計對準誤差可能會使頻率調諧區間發生偏移。如果在最差情況下,系統提供的調諧電壓不足,不能獲得足夠的頻率調諧范圍,則期望的振蕩頻率就無法達到(圖5b)。顯然,仔細確定調諧范圍需求是很有必要的。這可能過以下方法實現,首先計算出所有誤差源所引起的頻率偏差,然后確定最差情況下的fLOWfOSC且fHIGH>fOSC(圖5c)。
設計驗證
---- 線路板布局和元件選擇完成之后,還需要對設計進行驗證和測試。通常,必須檢查調諧范圍、啟動性能、相位噪聲等等性能是否符合設計要求。此外,測試必須基于一個統計有效的生產流程數量之上,以使確定調諧范圍和平均中心頻率,以及它們相對于預期振蕩頻率的相對位置。所有這些工作都是得到一個穩定的、可重復生產并具有預期性能的設計所必需的。Maxim公司已開發出新款VCO IC MAX2620,解決了VCO的設計難題,同時顯著縮短了實現免調節中頻VCO所必需的時間。
